Begrijp allereerst dat dit slechts een dubbele emittervolger is die aan elke kant een darlington gebruikt. De spanning aan de uitgang zal ongeveer gelijk zijn aan de spanning aan de opamp-uitgang. Het doel van de zendervolgers is om te voorzien in stroomwinst.

Als elke transistor bijvoorbeeld een versterking van 50 heeft, is de stroom die de opamp moet genereren en zinken ongeveer 50 * 50 = 2500 keer minder dan de belasting. Als de belasting bijvoorbeeld 1 A trekt, hoeft de opamp slechts 400 µA aan te voeren.

Een probleem met een emittervolger is dat de uitgangsspanning verschilt van de ingangsspanning door de B-E-daling van de transistor. Laten we bijvoorbeeld zeggen dat dat ongeveer 700 mV is als de transistors normaal werken. Voor een NPN-zendervolger moet je beginnen met 1,7 V in als je 1 V uit wilt. Op dezelfde manier moet je voor een PNP-zendervolger -1,7 V invoeren als je -1 V uit wilt.

Doordat twee transistors in cascade zijn geschakeld, heeft dit circuit twee druppels van 700 mV van de opamp naar de uitgang. Dat betekent dat om de output hoog te sturen, de opamp 1,4 V hoger moet zijn. Om de output laag te houden, moet de opamp 1,4 V lager zijn.

Je zou niet willen dat de opamp plotseling 2,8 V moet springen als de golfvorm tussen positief en negatief wisselt. De opamp kan dat niet plotseling doen, dus er zou een kleine dode tijd zijn bij de nuldoorgang, wat zou leiden tot vervorming van het uitgangssignaal.

De oplossing die door dit circuit wordt gebruikt, is om een ​​2,8 V-bron tussen de ingangen van de hoge en lage stuurprogramma's te plaatsen. Met een verschil van 2,8 V in aandrijfniveau, bevinden de twee uitgangsdrivers zich net aan de rand van 0-uitgang. Een beetje hogere input en de bovenste driver zal aanzienlijke stroom gaan halen. Een beetje lager, en de onderste driver zal een aanzienlijke stroom gaan laten dalen.

Een probleem is om deze offset precies goed te krijgen om de input-sprong die nodig is bij nuldoorgangen te elimineren, maar niet beide coureurs zo veel aan te zetten dat ze elkaar uiteindelijk besturen. Dat zou ervoor zorgen dat er nutteloze stroom gaat vloeien en vermogen verdrijft dat niet naar de belasting gaat. Merk op dat 700 mV slechts een ruwe waarde is voor de B-E-daling. Het is redelijk constant, maar het verandert met de stroom, en ook met de temperatuur. Zelfs als u de 2,8 V-bron exact zou kunnen afstellen, is er geen enkele exacte waarde om deze aan te passen.

Dit is waar RE1 en RE2 voor zijn. Als de offset van 2,8 V iets te hoog is en er een aanzienlijke ruststroom door zowel de bovenste als de onderste stuurprogramma's begint te stromen, zullen deze weerstanden een spanningsval hebben. De spanning die over de RE1 + RE2 verschijnt, wordt rechtstreeks afgetrokken van de 2,8 V-offset vanuit het oogpunt van de twee stuurprogramma's.

Zelfs 100 mV kan een significant verschil maken. Dat wordt veroorzaakt door 230 mA ruststroom. Merk ook op dat 700 mV waarschijnlijk aan de lage kant is, vooral voor de vermogenstransistors wanneer ze een aanzienlijke stroom voeren.

Al met al is de 2,8 V-bron bedoeld om elk van de bovenste en onderste stuurprogramma's "gereed" te houden, zonder ze voldoende aan te zetten, zodat ze met elkaar gaan vechten en veel stroom kwijtraken.

Natuurlijk is alles een afweging. In dit geval kunt u meer ruststroom inruilen voor iets minder vervorming.

Idealiter wordt in klasse B de ene kant volledig uitgeschakeld wanneer de andere het overneemt. Dat komt in de praktijk bijna nooit voor, maar dit schema komt er redelijk dicht bij.

Er is een eenvoudig circuit bekend dat werkt als een 'programmeerbare zener'. Hieronder staat het principeschema:

^{simuleer dit circuit - Schema gemaakt met CircuitLab}

Voor een echte toepassing kan de variabele weerstand in drie delen worden opgesplitst voor een nauwkeurigere regeling. Door de weerstand te variëren kun je de 'zener' spanning tussen de bases van de twee transistoren Q1 en Q2 instellen en zo de ruststroom regelen.

Vergeten: net als een echte zener heeft hij bovenaan een weerstand nodig.

In de goede oude tijd werd die transistor fysiek op de heatsink gemonteerd, dus je had ook thermische compensatie. Het kostte me een tijdje om een ​​afbeelding op het www te vinden, maar hier is er een:

Bericht bewerken
Zoals vermeld in de opmerking hieronder, moet je voorzichtig zijn met dit circuit. Voor het eerste gebruik moet u ervoor zorgen dat de variabele weerstand zo is ingesteld dat de basis zich op de collectorspanning bevindt. Er is dus een minimale spanningsval. Vervolgens draai je de weerstand totdat de bias 'correct' is, wat normaal betekent dat je de vervorming in het uitgangssignaal niet meer ziet (scoop) hoort (oren). U kunt het een beetje verder draaien, waardoor de ruststroom in de eindtrap toeneemt. (Het krijgt meer de karakteristiek van een klasse A versterker.)

Het verschil tussen klasse A en klasse B is de quiescent current tot en met de laatste fase.

Als je de ruststroom zero maakt, levert alleen Q3 or Q4 stroom als er een signaal aanwezig is. Dit is klasse B.

Als je de ruststroom so large maakt dat voor zeer grote signalen (zelfs de grootste) zowel Q3 als Q4 nooit een Ic = 0 hebben (zijn nooit uit), hebben we klasse A.

Er is ook klasse AB die ergens tussen klasse A en klasse B kan liggen.

Hoe stel je deze ruststroom in?

Dat wordt gedaan door Vbias.

Enkele voorbeelden hoe Vbias kan worden geïmplementeerd:

• de "Zener" uit het antwoord van Oldfart

• een echte zenerdiode

of dit:

^{simuleer dit circuit - Schema gemaakt met CircuitLab}

De stroombron kan eenvoudig worden gemaakt met een PNP-stroomspiegel en een biasinf-weerstand.

U moet de uitvoertopologie goed begrijpen om te weten hoe u de vertekening ervoor kunt creëren.

Hoewel iemand heeft gezegd dat je schematische voorbeeld de BJT's heeft gerangschikt in Darlington-mode (met toegevoegde turn-off speed-up weerstanden), hebben ze je niet verteld dat een dergelijke opstelling bijna altijd een betere topologie. Dus je zou die topologie bijna nooit gebruiken om mee te beginnen. Of, kortom, het heeft geen zin om te worstelen om het te begrijpen om het te beïnvloeden.

Waarom een ​​Darlington gebruiken:

1. Hoge stroomversterking, wat handig is in output-stuurcircuits zoals deze, omdat het de ruststroom van het instelcircuit aanzienlijk vermindert en dat kan een grote hulp zijn wanneer je probeert om grote stroomschommelingen in een kleine belasting als deze te sluggen. >

Waarom zou je geen Darlington gebruiken:

1. Langzame uitschakeling, tenzij een weerstand wordt toegevoegd (zoals in uw schakelingsvoorbeeld)
2. Kan niet verzadigen onder ongeveer één diodedaling (plus een beetje) vanwege de opstelling. Dit kan enige extra spanningsoverhead betekenen die nodig is voor de versterker (wat voor circuits met een lagere spanning onaanvaardbaar kan zijn) en dat kan ook een extra algemene dissipatie voor de versterker betekenen.
3. Gedraagt ​​zich alsof er twee diodevallen tussen de basis en de emitter nodig zijn, wat het vereiste voorspanningsbereik vergroot.
4. Temperatuur is van invloed op beide basis-emitterovergangen, die in serie worden opgeteld. Dus de temperatuurvariatie van het voorspanningsbereik omvat nu ten minste vier diodedalingen in serie, die allemaal te maken hebben met variatie in temperatuur. De complexiteit van compensatie wordt daardoor waarschijnlijk groter.
5. Er zijn betere alternatieven.

De laatste reden is de belangrijkste reden waarom je hier geen Darlington zou gebruiken. Als er geen alternatieven waren, zou u alleen bij het idee blijven als u het enige voordeel ervan wilde hebben.

Als je de hoge stroomversterking van het Darlington-arrangement wilt, is het bijna altijd beter om in plaats daarvan het Sziklai-arrangement te gebruiken. Het ziet er zo uit:

^{simuleer dit circuit - Schema gemaakt met CircuitLab}

Dit levert ook een vergelijkbare hoge stroomversterking op en kan ook niet verzadigen onder ongeveer één diodedaling, maar omvat ook het volgende:

• Slechts één daling van de basis-emitterdiode per kwadrant.
• \ $ R_3 \ $ en \ $ R_4 \ $ kunnen zo worden ingedeeld dat \ $ Q_2 \ $ en \ $ Q_4 \ $ een aanzienlijk deel van de piekstromen opnemen (zeg 25-30%?) Dit helpt bij het stabiliseren de basis-emittervariatie van \ $ Q_1 \ $ en \ $ Q_3 \ $. Deze optie is niet beschikbaar bij het Darlington-arrangement.

Je hebt al enkele opmerkingen over hoe je je circuit kunt vertekenen. Soortgelijke ideeën kunnen ook worden gebruikt met het hierboven getoonde Sziklai-stuurcircuit, maar u hebt niet zo veel voorspanningsverschil nodig.

Ook hebben geen van de opmerkingen over voorinstelcircuits hier betrekking op de effecten op uw circuit als gevolg van temperatuurschommelingen tijdens het gebruik. En dit kan best belangrijk zijn om te overwegen. Een toegevoegde collectorweerstand aan de eenvoudigere \ $ V_ {BE} \ $ vermenigvuldiger (en aftappen aan de collectorzijde van die toegevoegde weerstand, nu) kan een mechanisme bieden waarmee u aanpassingen kunt maken om het gedrag van de vermenigvuldiger af te stemmen op de variaties op de eindtrap zodat de ruststroom relatief stabiel is over temperatuur. (Ervan uitgaande dat u de vermenigvuldiger BJT thermisch koppelt aan de output-BJT's.) En het kan ook compensatie toevoegen voor het vroege effect.

Net als een ruw model zou het schema er nu als volgt uit kunnen zien:

^{simuleer dit circuit}

U zou \ $ R_7 \ $ en \ $ R_8 \ $ en \ $ R_9 \ $ aanpassen om het vereiste voorspanningsverschil in te stellen (zo gerangschikt dat in rust de spanningsval over \ $ R_1 \ $ en \ $ R_2 \ $ zou ongeveer \ $ 50 \: \ textrm {mV} \ $ elk zijn - nadat je beslist hebt hoe je ze in de eerste plaats wilt aanpassen - wordt hier nog niet besproken.) Je zou ook \ $ R_7 aanpassen \ $ zelf (en als gevolg daarvan misschien ook \ $ R_8 \ $) om het thermische variatiegedrag op elkaar af te stemmen om die spanningsval over \ $ R_1 \ $ en \ $ R_2 \ $ te handhaven wanneer u een föhn of een andere warmtebron op deze hele eindtrap. (Ik heb aangenomen dat je de BJT's thermisch aan elkaar hebt gekoppeld op een enkele warmteafleider.) \ $ C_1 \ $ biedt een aantal handige bootstrapping en \ $ C_3 \ $ biedt een AC-bypass over de \ $ V_ {BE} \ $ vermenigvuldiger voor de bases in de twee output Sziklai-kwadranten.

\ $ C_2 \ $ biedt Miller compensatie voor de VAS (\ $ Q_6 \ $), hoewel dit niet de enige manier is om het circuit te besturen - in plaats daarvan kan een opamp worden gebruikt (dus geen \ $ Q_6 \ $ in dat geval.)

Bij het bovenstaande wordt ervan uitgegaan dat je echt bipolaire voedingsrails hebt en een geaarde, DC-gekoppelde belasting. Ik heb ook niet de negatieve feedback laten zien die uiteindelijk waarschijnlijk nodig zal zijn. Het zou enigszins anders zijn als de belasting AC-gekoppeld is en u maar één voedingsrail heeft om mee te werken.

Eigenlijk heeft de klasse B-versterker geen basisvoorspanning. De bias treedt op bij AB-klasse. Maar je kunt de basis op veel manieren beïnvloeden.

Als je een opamp gebruikt zoals in de afbeelding, kun je gewoon feedback gebruiken. Het maakt de output gelijk aan de input, net als een buffer maar met een eindtrap.

^{simuleer dit circuit - Schema gemaakt met CircuitLab}

U kunt ook twee spanningsbronnen gebruiken.

^{simuleer dit circuit}

Je zou diodes en een constante stroombron kunnen gebruiken.

^{simuleer dit circuit}

En als laatste maar niet in de laatste plaats de Vbe-vermenigvuldiger. Het is het idee van de @ oldfart. De stroom van de weerstanden R1, R2 en R3 wordt gegeven door ongeveer $$ I_r = \ frac {V_ {be2}} {R_3} $$ And, $$ V_ {BB} = I_r (R_1 + R_2 + R_3) = V_ { be2} (\ frac {R1 + R2 + R3} {R3}) $$.

^{simuleer dit circuit}

NOTE: De R2-weerstand is voor fijnafstelling.

klasse B wordt gedefinieerd als een geleidingshoek van 180 graden - dus klasse B is voorgespannen tot het punt van geleiding - anders is het echt klasse C (vooral voor kleine signalen).De emitterweerstanden zijn essentieel voor zowel de stabiliteit van de voorspanning als om ervoor te zorgen dat elk apparaat wordt uitgeschakeld tijdens de tegenovergestelde halve cyclus.

klasse AB is wanneer de geleidingshoek tussen 180 en 360 ligt