De huidige vergelijking van de verzamelaar omkeren:

$$ i_C = I_Se ^ {\ frac {v_ {BE}} {V_T}} $$

levert op:

$$ v_ {BE} = V_T \ ln {\ frac {i_C} {I_S}} $$

Laten we bijvoorbeeld

$$ V_T = 25mV $$

$$ I_S = 1 fA $$

$$ I_C = 1mA $$

Zoek met deze waarden dat

$ $ V_ {BE} = 0.691V $$

Verdubbel nu de collectorstroom en ontdek dat

$$ V_ {BE} = 0.708V $$

Door de collectorstroom met 100% te verhogen, is alleen de basis-emitterspanning 2,45% verhoogd.

Dus hoewel het niet waar is dat de basis-emitterspanning constant is, is het geen slechte benadering om het als constant te beschouwen over een relatief breed bereik van collectorstroom.

Vbe in een siliciumtransistor, gedraagt ​​zich als een siliciumdiode. De voorwaartse spanningsval, nadat een bepaalde hoeveelheid stroom is gepasseerd, neemt sterk toe. Het verhogen van de stroom maakt op dat punt een verwaarloosbaar verschil in Vf.

Merk op dat de Vf natuurlijk anders is voor Germanium-diodes en transistors.

Het Ebers-Moll-model voor de emitterstroom in een bipolaire transistor is:

\ $ I_e \ approx I_ {es} e ^ {\ frac {V_ {be}} {V_t}} \ $

Waar \ $ I_e \ $ de emitterverzadigingsstroom is, \ $ V_t \ \ ongeveer 26mV \ $ de thermische spanning is en \ $ V_ {be} \ $ de basis naar de emitterspanning is. Overweeg voor een waarde van \ $ I_ {es} = 10 ^ {- 12} \ $ (in het typische bereik voor een klein siliciumsignaalapparaat) de volgende Wolfram Alpha-grafiek van de bovenstaande vergelijking:

Ebers-Moll-plot

De Y-as is actueel en bevindt zich op een logaritmische schaal. U zult zien dat voor waarden van \ $ V_ {be} \ $ in het bereik van 0,55 tot 0,7 volt, de stroom door de transistor een extreem breed bereik heeft - van microampère aan het lage uiteinde tot een versterker aan het hoge uiteinde. Dit komt door het exponentiële gedrag van de regerende vergelijking.

Voor analysedoeleinden, ervan uitgaande dat de \ $ V_ {be} \ $ van een siliciumtransistor met een klein signaal voor wanneer deze binnen dit bereik voor wanneer in het actieve gebied een redelijke aanname is, want als de waarde van \ $ V_ {be} \ $ aanzienlijk kleiner zou zijn, zou er slechts een klein stroompje door de transistor vloeien, en als het veel groter zou zijn, zou de transistor moeten zijn passerende stroomsterkte, wat fysiek niet mogelijk is voor een dergelijk apparaat.

Merk nogmaals op dat dit slechts een aanname is om analyse te vergemakkelijken; de \ $ V_ {be} \ $ van een specifiek siliciumapparaat met een klein signaal in een specifiek circuit zou in dit bereik moeten zijn als het zich in het actieve gebied bevindt, maar de werkelijke waarde hangt af van circuitspecificaties, apparaatparameters, temperatuur en andere factoren.

Het circuit dat je presenteert is geen goed voorbeeld van een situatie om deze vereenvoudiging toe te passen, aangezien, zoals je zegt, de \ $ V_ {be} \ $ van het circuit de enige door de gebruiker te definiëren parameter is. U bent vrij om elke gewenste ingangsspanning in dit circuit te selecteren, maar aangezien de emitter rechtstreeks op aarde is aangesloten, is de spanning die u toepast uw \ $ V_ {be} \ $. Er zal daarom slechts een smal bereik van ingangsspanningen zijn waardoor de aangeboden schakeling zich in het actieve gebied bevindt; een beetje te laag en de transistor wordt afgesneden, een beetje te hoog en er zal een enorme stroom door de basis-emitterovergang vloeien, waardoor de collectorspanning door de belastingsweerstand omlaag gaat, waardoor de transistor in verzadiging komt.

Het Fermi-niveau is de gemiddelde energie van mobiele elektronen (of gaten) in halfgeleidermateriaal. De Fermi-niveaus worden uitgedrukt in elektronvolt (eV), en kunnen worden beschouwd als de spanning die de elektronen zien.

Intrinsiek silicium (en germanium) heeft het Fermi-niveau halverwege tussen de bovenrand van de valentie band en de onderkant van de geleidingsband.

Wanneer je het silicium dope naar P-type, voeg je veel gaten toe. Nu heb je veel meer beschikbare carrier-states naar beneden nabij de bovenkant van de valentieband, en dit duwt het Fermi-niveau naar beneden dichtbij de rand van de valentieband. Evenzo, als je het N-type dope, voeg je veel elektronen toe, wat veel meer beschikbare draaggolven creëert nabij de geleidingsband, en het Fermi-niveau tot dicht bij de geleidingsbandrand duwt.

Voor de doteringsniveaus die doorgaans worden aangetroffen in een basis-emitterovergang, is het verschil in Fermi-niveaus tussen de P- en N-zijden ongeveer 0,7 elektron-volt (eV). Dit betekent dat een elektron dat van N naar P reist 0,7 eV aan energie dumpt (in de vorm van een foton: dit is waar lichtgevende diodes hun licht krijgen: de materialen en de doping worden zo gekozen dat het verschil in Fermi-niveaus over de junctie geeft aanleiding tot fotonen op de gewenste golflengte, zoals bepaald door de vergelijking van Planck). Evenzo moet een elektron dat van P naar N beweegt ergens 0,7 eV oppikken.

Kortom, Vbe is in wezen slechts het verschil in Fermi-niveaus aan de twee zijden van de kruising.

Dit is materiaal van Semiconductors 101, in die zin dat u dit moet begrijpen voordat u verder gaat. Het feit dat het 101 is, betekent NIET dat het eenvoudig of gemakkelijk is: er zijn twee semesters wiskunde, twee semesters scheikunde, twee semesters natuurkunde en een semester differentiaalvergelijkingen nodig om de vereiste basis voor de halfgeleidertheorie vast te leggen. klasse die al het bovenstaande in bloederige details uitlegt.

De basis-emitterovergang is een PN-overgang of je kunt dat als een diode beschouwen. En de spanningsval over een siliciumdiode bij voorwaartse voorspanning is ~ 0,7V. Dat is de reden waarom de meeste boeken \ $ V_ {BE} = 0,7V \ $ schrijven, voor een NPN-siliciumtransistor met een voorwaartse emitterovergang bij kamertemperatuur.

Maar \ $ V_ {BE} \ $ voor een bepaalde transistor is niet constant. Het varieert met temperatuur en stroom door de kruising.

Goede vraag.De vaak geciteerde Vbe van 0,7 V is slechts een benadering.Als je de Vbe meet van een transistor die actief aan het versterken is, zal deze een Vbe van 0,7 V of daaromtrent op een multimeter laten zien, maar als je op die 0,7 zou kunnen inzoomen , zoals je kunt met een oscilloscoop,je zou er kleine variaties omheen zien, dus op elk willekeurig moment kan het 0,6989 V of 0,70021 V zijn, omdat het ingangssignaal dat op die voorspanning zit - degene die je versterkt wilt hebben - fluctueert rond dat instelpunt.

Ten eerste zou je moeten opmerken dat \ $ v_ {BE} \ $ niet de enige ingangsvariabele van een transistor is. Als het u bijvoorbeeld lukt om \ $ v_ {BE} \ $ op de een of andere manier constant te houden, kunt u nog steeds de transistor-coletorstroom wijzigen door \ $ v_ {ce} \ $ (Early effect) te variëren.

Nu , Ik denk dat je \ $ v_ {BE} \ $ verwart met zijn cc component \ $ V_ {BE} \ $. Dat wil zeggen, \ $ v_ {BE} = V_ {BE} + v_ {be} \ $. In de actieve regio is \ $ V_ {BE} \ $ per definitie constant en zou voor siliciumapparaten extreem dicht bij \ $ 0,7V \ $ moeten liggen. Daarom is nu de ingang van de actieve modus transistor ca component \ $ v_ {be} \ $ die vrij kan variëren onder de beperkingen van het polarisatieschakeling.

Uw vraag is uitstekend.

Transistors zijn, alleen in theorie, volledig gesloten voor elke Ube < 0.7V en zijn volledig open voor elke Ube> = 0.7V. In sommige transistors met laag vermogen kan deze geïdealiseerde Ube 0,6 V of 0,65 V zijn.

In de praktijk kan Ube variëren van 0V tot 3V, zelfs nog meer voor transistors met hoog vermogen. In de praktijk worden transistors enigszins open voor elke Ube> 0 en blijven ze hun openheid vergroten met de toename van Ube.

Echter, zoals gezegd, de afhankelijkheid van Ice of, beter gezegd, Rce van Ube is na een bepaald punt sterk niet-lineair en dus leidt de toename van Ice niet tot een enorme toename van Ube, toch is er zoiets.

Onder 0,7V kan de toename van Ice enigszins lineair zijn en dit hangt af van de transistor.

De maximale Ube bij de maximale Ice is gemakkelijk 2,5V tot 3V voor enorme vermogenstransistors en Ice's groter dan 25A.

Eén ding is zeker: bij analoge toepassingen moet beslist rekening worden gehouden met de afhankelijkheid van Ice van Ube, voornamelijk voor transistors met hoog vermogen of hoge stroomsterkte.

Bekijk 2N5302 die Ube = 3V heeft bij Ice = 30A en Uce = 4V.

Aan het einde van dit bericht, weet je hoe je de spanningsversterking van een bipolair moet berekenen.

Laten we eens kijken naar een tabel van Vbe versus collectorstroom, voor een denkbeeldige bipolaire:

VBE Ic

0,4 ​​1uA

0.458 10uA Let op 58mV meer Vbe geeft precies 10x meer stroom.

0,516 100uA

0,574 1mA

0,632 10mA

0.690 100mA [transistor is HEET, dus de stroom kan weglopen en smelt de transistor (een bekend risico bij bipolair vooringenomen met constante basisspanning)]

0.748 1AMP-transistor is HEET

0,806 10 Ampère transistor is HEET

Kunnen we eigenlijk een bipolaire transistor laten werken met meer dan 1uA tot 10Amps collectorstroom? Ja, als het een vermogenstransistor is. En bij hogere stromen, verliest deze fijne tabel - met 58 milliVolt meer Vbe 10x meer stroom - aan nauwkeurigheid omdat het bulk silicium een ​​lineaire weerstand heeft en curve-tracers zullen dat laten zien.

Hoe zit het met veranderingen kleiner dan 58mV? Vbe Ic 0,2 volt 1nanoAmp (ongeveer 3 factoren van 58mV onder 1uA bij 0,4v) 0.226 2.718 nanoAmp (de 0.026v natuurkunde geeft E ^ 1 meer I) 0.218 2.000 nanoAmp 0.236 4.000 nanoAmp 0.254 8.000 nanoAmp (u vindt N * 18mV in spanningsreferenties)

OK, genoeg tafels. Laten we de bipolaire transistor zien als vacuümbuizen of MOSFETS ............... als transconductors, waar veranderingen in ingangsspanning veranderingen in uitgangsstroom veroorzaken.

Bipolairen zijn leuk om te gebruiken, omdat we PRECIES de transconductantie kennen voor elke bipolaire, als we de DC-collectorstroom kennen (dat wil zeggen, zonder AC-ingangssignaal).

Om af te stemmen, noemen we dit de 'gM' of 'gm', omdat databoeken van vacuümbuizen de variabele 'wederzijdse transconductantie' gebruikten om uit te leggen hoe de Grid-spanning de plaatstroom regelde. We kunnen Lee deForest eren door hiervoor gm te gebruiken.

De gm van een bipolair, bij 25 graden Celsius, en wetende dat kt / q 0,026 volt is, is -------> Ic / 0,026 en als de collectorstroom 0,026 ampère (26 milliAmp) is, is de gm 1 ampère per volt.

Dus 1 millivolt PP op de basis veroorzaakt 1 milliAmp PP collectorwisselstroom. Sommige vervorming negeren, die je kunt voorspellen met Taylor-serie.Of de geschriften van Barry Gilbert over IP2 en IP3 voor bipolair.

Stel dat we een weerstand van 1Kohm hebben van collector tot +30 volt, met 26mA.De Vce is 30 - 1K * 26ma = 30 - 26 = 4 volt, dus de bipolaire is in het "lineaire" gebied. Wat is onze winst?

Versterking is gm * Rcollector of 1 amp / volt * 1.000 ohm of Av = 1.000x.

Uw vraag is:

hoe kan Vbe constant blijven als dat zelf de ingangsvariabele is voor een versterkertrap?

Het gemakkelijke antwoord is dat het niet:

1. \ $ V_ {BE} \ $ blijft niet strikt constant in het actieve gebied, maar ten behoeve van de DC-analyse van de circuit kunnen we veilig aannemen dat dit het geval is. De meeste antwoorden op uw vraag waren gericht op het ontwikkelen van (redelijk goed) de fysieke verklaring achter deze veronderstelling. Ik denk echter dat je iets anders zoekt
2. \ $ V_ {BE} \ $ is misschien uw "invoervariabele", maar vanuit het perspectief van BJT is \ $ I_b \ $ relevant. Onthoud: de BJT is een current-versterkerapparaat. Natuurlijk kun je een spanningsversterking afleiden, maar alleen na de juiste biasing en loading.

Maar nu zal ik proberen te antwoorden op wat volgens mij uw werkelijke twijfel is. Ik denk dat je het concept van DC-analyse en kleine signaalanalyse van het circuit door elkaar haalt.

Wat je "input variabele" noemt, heeft in feite een AC-component bovenop een DC-component:

De DC-component is er alleen om de basis voor te spannen. Dat is de "constante \ $ V_ {BE} \ $" waarnaar u verwijst. MAAR (en dit is het belangrijkste deel), de AC-component is het signaal dat we eigenlijk willen versterken. En het is natuurlijk helemaal niet constant.

Ik denk dat je nu kunt zien waar je verwarring vandaan komt. Maak je geen zorgen, het is een vrij algemene verwarring. Ik heb altijd gedacht dat de meeste leraren en boeken het niet goed doen om uit te leggen hoe te denken in termen van DC-analyse versus analyse van kleine signalen en welke aannames in elk ervan moeten worden toegepast.

Samenvattend:

1. Bij het analyseren van het DC-circuit negeren we het AC-signaal (eigenlijk zetten we het op nul) en nemen we aan dat \ $ V_ {BE} \ $ constant is op 0,7V.Als we nauwkeuriger willen zijn, kunnen we de werkelijke \ $ V_ {BE} \ $ waarde berekenen in overeenstemming met de werkelijke \ $ I_b \ $.Hiermee wordt het rustpunt van de versterker ingesteld (de DC-waarden waar de AC-signalen rond fluctueren).

2. Bij het analyseren van het kleine signaalcircuit negeren we de DC-spanningen (eigenlijk zetten we ze allemaal op nul) en focussen we ons gewoon op het AC-signaal, dat niet constant is.Merk op hoe \ $ R_c \ $ in het onderstaande schakelschema geaard raakt omdat \ $ V_ {cc} \ $ voor analysedoeleinden op nul is gezet.Let ook op de subtiliteit: het AC-signaal wordt vaak \ $ v_ {BE} \ $ genoemd, terwijl de DC-bias \ $ V_ {BE} \ $ is.

Opmerking: je kunt de bron voor het diagram hierboven hier vinden.